Un onduleur push-pull, construit sur la base d'un émetteur-suiveur de puissance, est une source de courant pulsé push-pull légère et de petites dimensions. Utilisé pour charger les batteries à une tension stable. Le courant maximum réglé au début de la charge diminue vers la fin jusqu'à l'état de charge tampon - ses caractéristiques sont proches de celles du chargement des batteries dans les voitures.
La source actuelle utilise des composants radio provenant d’alimentations obsolètes pour les ordinateurs et les moniteurs.
Les principales parties fonctionnelles du circuit du chargeur :
1. Circuits d'entrée pour la protection contre les surcharges et les courts-circuits.
2. Filtre à deux sections de suppression du bruit du réseau.
3. Redresseur de réseau.
3. Filtre de lissage haute tension.
4. Onduleur basé sur un émetteur-suiveur basé sur des transistors bipolaires.
5. Circuits pour transmettre et générer un signal de retour de stabilisation de tension.
6. Générateur d'impulsions rectangulaires.
7. Régulateur de courant de sortie.
8. Redresseur de tension secondaire.
9. Circuits de protection et d’indication de charge.
Dans le circuit onduleur push-pull, une triple conversion de tension se produit : la tension alternative du réseau est redressée et lissée en courant continu, puis convertie en une tension pulsée, avec une fréquence pouvant atteindre plusieurs dizaines de kilohertz, transformée en une tension faible -circuit de tension et redressé. La tension du circuit secondaire est utilisée pour charger les batteries.
Le circuit de rétroaction négative vous permet de charger des batteries ou d'alimenter la charge avec une tension stabilisée.
Le circuit inverseur push-pull contient des transistors avec une puissance et une tension réduites par rapport au circuit flyback.
Les circuits de retour sur l'optocoupleur et le transformateur d'impulsions séparent galvaniquement la haute tension secteur de l'onduleur des circuits basse tension.
L'unité basse tension est équipée de puissantes diodes à avalanche dans l'assemblage, d'une indication de basse tension et de courant de charge.
La tension de sortie est stabilisée en introduisant un retour de tension négatif dans le circuit, et l'augmentation de la température des transistors due à la surchauffe est contrôlée par une thermistance.
Principales caractéristiques techniques :
Tension d'alimentation. V-165...240
Tension de sortie. B-12...16
Courant de charge de sortie. A-10
Fréquence de conversion, kHz - 22...47
Schème
Le filtre de suppression du bruit d'entrée se compose d'une inductance à deux enroulements T2 (Fig. 1) et de condensateurs C13, C14, qui réduisent les interférences du convertisseur dans le réseau et éliminent la possibilité de bruit impulsionnel provenant du réseau d'alimentation.
La tension secteur du filtre est fournie au redresseur VD7 via le fusible FU1 et l'interrupteur secteur SA1.
Le redresseur secteur est complété par un filtre de lissage constitué de gros condensateurs C8, C9, shuntés par des résistances R12, R13 pour l'égalisation de tension. La thermistance RK2 limite le courant de charge des condensateurs lorsque la tension secteur est appliquée.
Le transformateur haute fréquence L de l'onduleur est connecté par une borne au point de connexion médian des condensateurs C8, C9 et la seconde - au point de connexion des transistors du convertisseur push-pull, via le condensateur de séparation C7.
L'introduction de la résistance R15 dans le circuit oscillatoire réduit le facteur de qualité de l'enroulement du transformateur et accélère l'atténuation du processus oscillatoire.
Les transistors VT2, VT3 sont shuntés par des diodes rapides VD4, VD5 contre le claquage par courants inverses.
Le condensateur de séparation C7 élimine la magnétisation du circuit magnétique du transformateur inverseur T1, lorsque les paramètres des condensateurs C7, C8 varient et que la moitié de la tension d'alimentation est mal réglée au point médian de connexion des transistors VT2, VT3.
En raison du faible coefficient de transmission des puissants transistors de l'onduleur, un transistor bipolaire VT1 a été ajouté au circuit.
Le réglage de la moitié de la tension d'alimentation au point de connexion des transistors VT2, VT3 se fait en sélectionnant la valeur de la résistance R8.
La diode VD3 accélère la commutation de l'émetteur suiveur sur les transistors VT1, VT2.
La charge de l'émetteur suiveur est le transistor VT3, fonctionnant en mode statique avec une base à courant alternatif mise à la terre. Pour le courant continu, une petite polarisation est appliquée à la base du transistor VT3, via la résistance R8, pour créer une tension au collecteur proche de la moitié de la tension d'alimentation.
L'oscillateur maître est basé sur un timer analogique DA1.
Le microcircuit contient : deux amplificateurs opérationnels fonctionnant en comparateur ; Déclencheur RC ; amplificateur de sortie et transistor clé pour décharger le condensateur de charge temporelle externe C1.
Les impulsions rectangulaires sont supprimées de la broche 3 du générateur de microcircuit DA1. Lorsque le niveau à la sortie 3 DA1 est haut, l'impulsion à travers le circuit RC intégré R5, C4 est fournie à la base du transistor VT1 de l'émetteur suiveur composite, le transistor s'ouvre et ouvre le puissant transistor bipolaire VT2. Le condensateur C7 est chargé à partir du bus positif de la source d'alimentation. Une impulsion de courant se produira dans le circuit primaire du transformateur T1. A la fin de l'impulsion positive de la broche 3 du microcircuit DA1, avec un trigger interne, la broche 7 de DA1 passe à un état passant par rapport à l'alimentation négative du microcircuit DA1, la base du transistor VT1 se ferme au négatif alimentation du microcircuit, le condensateur C4 se décharge également rapidement. Les transistors émetteur-suiveur se ferment et le condensateur C7 se décharge à travers le transistor ouvert VT3.
Pour adapter correctement les impulsions du générateur à la jonction base-émetteur du suiveur de l'onduleur VT1, VT2, le générateur est alimenté à partir du bus positif de la source d'alimentation haute tension via la résistance de limitation de tension R10, avec stabilisation par la diode Zener VD2. . L'alimentation négative du microcircuit provient du point médian de connexion des transistors VT2, VT3. Avec l'arrivée d'une impulsion ultérieure du générateur à l'entrée de l'émetteur suiveur, les transistors VT1, VT2 s'ouvrent et le processus se répète.
Une séquence continue d'impulsions dans l'enroulement primaire du transformateur haute fréquence T1 active l'apparition d'une tension haute fréquence dans l'enroulement secondaire du transformateur et d'un courant sur la charge KhTZ, KhT4.
Les broches 2 et 6 des comparateurs d'entrée du microcircuit DA1 commutent le déclencheur interne en fonction du niveau de tension sur le condensateur C1, dont le temps de charge dépend des valeurs nominales du circuit RC R1, R2, C1.
La broche 5 de DA1 permet un accès direct au point diviseur avec un niveau de 2/3 de la tension d'alimentation, qui est le point de référence pour le fonctionnement du comparateur supérieur. L'utilisation de ce pin permet de modifier ce niveau pour obtenir des modifications sur le circuit.
L'utilisation constructive de cette broche dans le circuit de rétroaction négative permet de stabiliser la tension de sortie.
La tension de la charge via la thermistance RK1 est fournie à la résistance variable d'installation R14, qui régule la tension au niveau de la charge. Lorsque la tension aux bornes HTZ, HT4 augmente, l'amplificateur du stabilisateur parallèle DA2 augmente la luminosité de la LED optocoupleur U1, le transistor optocoupleur s'ouvre et réduit la tension à la broche 5 de DA1. La fréquence du générateur augmente. La durée des impulsions de sortie est réduite, ce qui entraîne une diminution de la tension aux bornes de la charge.
Le stabilisateur parallèle DA2 sert d'amplificateur pour le signal de désadaptation du niveau de tension de charge et fonctionne en mode linéaire. L'installation d'un amplificateur à transistor dans ce circuit n'est pas souhaitable en raison de la dispersion des paramètres et de l'impact important de la température externe.
Une augmentation de la température des transistors clés VT2, VT3 de l'onduleur entraînera une diminution de la résistance de la thermistance RK1 et une diminution du rapport cyclique des impulsions et de la puissance dans la charge.
Le microcircuit DA1 est alimenté par la haute tension de l'onduleur via un limiteur de tension sur la résistance R10 et stabilisé par la diode VD2.
Le redresseur du circuit secondaire est constitué d'une puissante paire de diodes à avalanche VD6 assemblées en un ensemble ; la polarité de la présence de tension secondaire est indiquée par la LED HL1. Le condensateur SY atténue les ondulations de tension dans les circuits basse tension.
Circuit imprimé, pièces
Le circuit imprimé du circuit électronique se compose de deux parties (Fig. 2 et Fig. 3) reliées par des conducteurs.
Nous remplacerons la minuterie DA1 à consommation électrique réduite de la série 7555 par la série 555 à micro-consommation électrique.
Pont de diodes réseau VD7 pour tension non inférieure à 400 V et courant supérieur à 3 A, redresseur basse tension
VD6 pour une tension d'au moins 50 V et un courant d'au moins 20 A sera remplacé par le bloc S40D45C issu des alimentations informatiques.
Les transistors VT2.VT3 conviennent à une tension d'au moins 300 V et à un courant supérieur à 3 A - type 2SC2555, 2625, 3036, 3306, 13009 lorsqu'ils sont installés sur un radiateur avec joints isolants.
Condensateurs à l'oxyde d'aluminium de Nicon ou REC.
Les optocoupleurs appartiennent aux séries LTV817, RS816.
Le transformateur T1 s'utilise sans rembobinage depuis l'alimentation AT/TX de l'ordinateur. L'enroulement 1T1 est constitué de 38 tours de fil d'un diamètre de 0,8 mm, le secondaire comporte deux enroulements de 7,5 tours chacun, avec une section de 4 * 0,31 mm dans le faisceau.
Le transformateur T2 est une self de filtre réseau à deux enroulements.
La bobine L1 est une self de filtre, 10 tours de fil d'un diamètre de 1 mm sur un anneau de ferrite de 20 mm.
Installation
Le réglage du circuit implique de vérifier les modes d'alimentation. À l'aide de la résistance R8, réglez une tension sur l'émetteur du VT3 égale à la moitié de la tension de la source d'alimentation - environ 150 V.
Pendant les tests, le circuit de l'onduleur doit être alimenté via un transformateur de transition 220/220 V * 100 W pour éliminer d'éventuelles blessures électriques.
Avant le démarrage, une ampoule 220 V * 100 W est connectée au circuit d'alimentation secteur à la place du fusible FU1, et une ampoule de voiture 12-24 V * 50 bougies est connectée à la place de la charge.
Une luminosité accrue de l'éclairage secteur et l'absence de lumière provenant de l'ampoule dans la charge indiquent un dysfonctionnement du circuit.
Lorsque le voyant secteur est faiblement éclairé et que le voyant de charge est brillant, avec un réglage de la luminosité disponible, l'état de fonctionnement du circuit est confirmé.
Après une courte période de fonctionnement, déconnectez le circuit du réseau et vérifiez le chauffage des composants radio.
Lors de la configuration et du test de l'appareil, les règles de sécurité doivent être respectées.
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Vladimir Konovalov, Alexandre Vanteev
Irkoutsk-43, boîte postale 380
Littérature
1. Ilya Lipavski. Amplificateur de puissance hybride basé sur le répéteur Andrea Ciuffoli. - Radio Hobby, n°2, 2009, p. 49.
2. . - Solon-Press, Moscou, 2003, p. 108-142.
3. V. Konovalov. Développements méthodologiques et articles. - Irkoutsk, 2009.
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Autres nouvelles
Dans les équipements radio portables et mobiles autonomes, relativement peu consommateurs d'énergie, des sources de courant continu basse tension fonctionnant indépendamment du réseau externe sont utilisées comme sources d'électricité : cellules galvaniques, batteries, thermogénérateurs, batteries solaires et nucléaires. Parfois, pour le fonctionnement d'un équipement radio, il devient nécessaire de convertir une tension continue d'un calibre en une tension continue d'un autre calibre. Cette tâche est réalisée par divers convertisseurs DC, à savoir : machine électrique, électromécanique, électronique et semi-conducteur.
Dans un convertisseur à semi-conducteur, l'énergie du courant continu est convertie en énergie d'impulsion rectangulaireà l'aide d'un appareil de commutation. Les principaux éléments de ce dispositif sont les transistors et thyristors MOS FET et IGBT. Les convertisseurs avec sortie CA sont appelés onduleurs. Si la sortie de l'onduleur est connectée à un redresseur qui comprend un filtre anti-aliasing, alors la sortie d'un périphérique appelé convertisseur, tu peux obtenir une tension constante U sortie, qui peut différer considérablement de la tension d'entrée U BX, , ceux. Un convertisseur est une sorte de transformateur à tension constante.
À haute tension d'alimentation, ainsi qu'en l'absence de restrictions de poids et de volume, il est rationnel d'utiliser des thyristors pour les convertisseurs. Les convertisseurs à semi-conducteurs basés sur des transistors et des thyristors sont divisés en non régulés et réglables, ces derniers étant également utilisés comme stabilisateurs de tension continue et alternative.
Selon la méthode d'excitation des oscillations dans le convertisseur Il existe des circuits à auto-excitation et à excitation indépendante. Les circuits auto-excités sont des auto-oscillateurs pulsés. Les circuits excités indépendamment se composent d’un oscillateur maître et d’un amplificateur de puissance. Les impulsions de la sortie de l'oscillateur maître entrent dans l'entrée de l'amplificateur de puissance et le contrôlent.
1. Convertisseurs auto-excités
Les convertisseurs auto-excités fonctionnent à une puissance pouvant atteindre plusieurs dizaines de watts. Dans les appareils radio, ils ont trouvé des applications comme sources d'alimentation autonomes de faible puissance et comme oscillateurs maîtres de convertisseurs puissants. Le schéma fonctionnel d'un convertisseur auto-excité est illustré à la Fig. 1.
Riz. 1. Schéma fonctionnel d'un convertisseur de tension auto-excité
Une tension d'alimentation constante est fournie à l'entrée du convertisseur U BX. Dans un auto-oscillateur, la tension continue est convertie en tension sous forme d'impulsions rectangulaires.
Des impulsions rectangulaires à l'aide d'un transformateur changent d'amplitude et sont fournies à l'entrée du redresseur, après quoi à la sortie du convertisseur (convertisseur), nous obtenons l'amplitude et la tension continue requises U dehors . Avec une forme d'impulsion rectangulaire, la tension redressée est de forme presque constante, ce qui simplifie le filtre de lissage du redresseur.
2. Convertisseur de tension asymétrique.
Le fonctionnement du circuit (Fig. 2), comme la plupart des convertisseurs, est basé sur le principe de l'interruption du courant continu dans l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions à l'aide d'un transistor fonctionnant en mode commutation.
Riz. 2. Convertisseur semi-conducteur asymétrique
tension auto-excitée
L'enroulement primaire du transformateur ω k est inclus dans le circuit collecteur du transistor et l'enroulement de rétroaction ω b est inclus dans le circuit émetteur-base. Puisque les enroulements ω k et ω b sont placés sur le même circuit magnétique, la connexion magnétique existant entre eux et l'ordre dans lequel les extrémités des enroulements sont connectées fournissent finalement une rétroaction positive dans l'autogénérateur.
Lors de la connexion d’une source d’alimentation CC U BX dans le circuit collecteur du transistor Vermont et dans l'enroulement ω k un courant commence à circuler, ce qui provoque un flux magnétique croissant dans le noyau magnétique du transformateur d'impulsions. Ce flux, agissant sur l'enroulement de rétroaction ω b, y induit une FEM d'auto-induction, et l'enroulement ω b est activé par rapport à l'enroulement ω k de telle manière que la FEM induite ouvre encore plus le transistor (pour p-p-p transistor à la base par rapport à l'émetteur, une tension négative supplémentaire est créée). Lorsque le flux magnétique atteint la saturation, la FEM et les courants dans les enroulements disparaîtront, une FEM inverse apparaîtra, bloquant le transistor, et le processus recommencera. Il est à noter que lorsque le transistor est ouvert Vermont en raison de la faible valeur de sa résistance interne, la chute de tension à ses bornes sera très faible, même à un courant égal au courant de saturation. Par conséquent, dans ce cas, presque toutes les tensions d'entrée U BX appliqué à l'enroulement collecteur primaire du transformateur ω k.
À la suite de la mise sous tension périodique du transistor, un courant circulera dans l'enroulement primaire du transformateur ω, dont les impulsions auront une forme presque rectangulaire. Des impulsions de même forme, fréquence de répétition et polarité sont transformées dans l'enroulement secondaire du transformateur ω out ; ces impulsions sont utilisées pour produire une tension redressée à l'aide d'un redresseur demi-onde. Résistance R.R. B dans la base du transistor limite le courant de base.
Il est conseillé d'utiliser les convertisseurs du type décrit à des tensions de sortie élevées U B S X et courants faibles, notamment pour alimenter l'anode haute tension des tubes cathodiques. Principal désavantage Le circuit oscillateur à cycle unique est une magnétisation constante du circuit magnétique, due au fait que le courant traversant l'enroulement collecteur (primaire) du transformateur ne circule que dans un seul sens. Une magnétisation constante aggrave les conditions de transfert de puissance de l'enroulement primaire de le transformateur au secondaire, et donc les oscillateurs monocycles sont utilisés à faibles puissances (plusieurs watts), lorsque le faible rendement n'est pas un facteur déterminant.
0Les convertisseurs push-pull peuvent être auto-excités ou excités indépendamment. Actuellement, on utilise principalement des convertisseurs à excitation indépendante, qui ont un rendement plus élevé. En pratique, trois circuits principaux de convertisseurs push-pull sont utilisés : avec la sortie du point neutre de l'enroulement primaire du transformateur (avec un point milieu), en demi-pont et en pont. Le transformateur inclus dans le convertisseur possède deux enroulements primaires identiques avec le nombre de tours W 11 = W 12 = W 1 et deux enroulements secondaires identiques avec le nombre de tours W 21 = W 22 = W 2.
Considérons le mode de fonctionnement en régime permanent d'un convertisseur idéal dans le cas de courants d'inductance continus L avec contrôle de la largeur d'impulsion des transistors VT1 et VT2. Lorsque le transistor de commande VT1 est commuté en mode saturation, la tension de la source d'énergie U 0 sera appliquée à l'enroulement primaire W 11 du transformateur.
De ce fait, une FEM E 2 apparaîtra aux bornes de l'enroulement secondaire W 21 avec une polarité qui assure l'ouverture de la diode VD1. Dans ce cas, pendant l'intervalle d'état ouvert VT1, toutes les autres diodes et transistors VT2 seront fermés.
Puisque EMF E 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1, une tension égale à U 0 n 21 - U n sera appliquée à l'enroulement de l'inducteur L. Sous l'influence de cette tension, le courant dans l'enroulement inducteur L augmentera linéairement de la valeur minimale à la valeur maximale correspondant à l'instant t = γT, lorsque le système de contrôle fait passer le transistor VT1 à l'état fermé.
Pendant cet intervalle de temps, l'énergie est transférée à la charge, l'énergie est accumulée dans l'inductance L et le condensateur C1 est rechargé. Dans ce cas, la tension appliquée au transistor fermé VT2 s'avère être égale à 2U 0. Lorsque le transistor VT1 est bloqué, la polarité de la FEM change aux bornes de tous les enroulements du transformateur, ce qui entraîne le blocage de la diode VD1 et l'ouverture de la diode VD3. En conséquence, une tension égale à la tension sur la charge sera appliquée à l'enroulement de l'inductance et transférera l'énergie précédemment stockée à la charge et au condensateur C1 (tant que le courant de l'inductance est supérieur au courant de charge). Dans ce cas, la tension appliquée aux transistors fermés VT1 et VT2 s'avère égale à la tension de la source d'énergie U 0, puisque le transformateur est en mode court-circuit (avec l'enroulement primaire déconnecté de la source d'énergie).
A l'instant t/T = 0,5, le système de commande fait passer le transistor VT2 à l'état ouvert, ce qui permet de connecter l'enroulement primaire W 12 du transformateur (qui est en mode court-circuit) à la source d'énergie. Cela conduit à une forte augmentation du courant dans les enroulements W 22 et W 12 du transformateur. Au moment où le courant dans l'enroulement W 22 atteint la valeur du courant inducteur L, le processus de blocage de la diode VD3 commence. Dans l'intervalle 0,5T ≤ t ≤ (0 5 + γ)T, le transistor UT2 est ouvert et en mode saturation, et le courant inducteur augmente à nouveau de la valeur minimale à la valeur maximale.
La caractéristique de contrôle de ce convertisseur a la forme suivante : U H = 2n 21 γU 0.
Comme le montre l'expression, la caractéristique de régulation de ce convertisseur ne diffère de la caractéristique de régulation d'un convertisseur monotemps avec connexion directe d'une diode que d'un facteur 2. Cependant, dans ce dernier cas, deux transformateurs séparés sont nécessaires. , dont la puissance calculée de chacun est la moitié de la puissance du transformateur du convertisseur push-pull. De plus, il convient de rappeler que l'inversion de l'aimantation du matériau du noyau magnétique dans les convertisseurs asymétriques avec connexion directe de la diode s'effectue selon un cycle d'inversion de l'aimantation partiellement asymétrique, alors que dans ce convertisseur idéal l'inversion de l'aimantation s'effectue selon un cycle symétrique partiel. Par conséquent, les dimensions du transformateur dans un convertisseur push-pull seront plus petites par rapport aux dimensions des deux transformateurs des convertisseurs mono-temps.
L'expression de la valeur critique de l'inductance L kp de l'inductance L, qui assure la continuité du courant de l'inductance à une valeur minimale du courant de charge J n min, prend la forme suivante pour un convertisseur push-pull (ou deux simples- convertisseurs de cycle fonctionnant sur un filtre commun) :
La différence de fonctionnement sera seulement que pendant les intervalles de l'état fermé des transistors, les deux diodes à la sortie du convertisseur (VD1, VD2) seront ouvertes et un courant égal à la moitié du courant d'inductance sera fermé à travers chacune des eux. Par exemple, les convertisseurs booster (stabilisateurs) KV-12/100 (KS-14/100), largement utilisés dans les systèmes d'alimentation pour les équipements de télécommunications, sont le convertisseur push-pull considéré dans la version sans diode VD3.
Dans les convertisseurs push-pull réels fonctionnant à des fréquences de 20 kHz et plus, la valeur inégale du temps d'absorption des porteurs en excès dans les transistors lorsqu'ils sont désactivés conduit au fait que l'augmentation du flux magnétique dans le transformateur dans l'intervalle d'état ouvert d'un transistor diffère de l'incrément du flux magnétique dans l'intervalle d'état ouvert de l'autre transistor. En conséquence, dans les convertisseurs push-pull, une magnétisation dite unilatérale du matériau du noyau magnétique du transformateur peut apparaître. Et, par conséquent, une saturation du matériau du circuit magnétique et un court-circuit pour la source d'énergie, entraînant une défaillance des transistors. Une autre raison de l'apparition d'une polarisation unidirectionnelle est l'asymétrie électrique du circuit, qui se produit généralement à de faibles niveaux de tension de sortie. Afin d'éliminer le phénomène de magnétisation unilatérale, il est nécessaire de recourir à une complication importante du circuit de commande dans les convertisseurs push-pull par rapport aux convertisseurs monocycle. A cet effet, par exemple, on introduit dans le circuit de commande un dispositif qui surveille la valeur moyenne des courants des transistors et, lorsqu'ils sont déséquilibrés, assure une correction automatique de la durée de l'état passant des transistors.
Le convertisseur considéré est utilisé en pratique à des tensions relativement basses de la source d'énergie, puisque la tension appliquée à un transistor fermé est le double de la tension de la source d'énergie. À haute tension U0 (plusieurs centaines de volts), les circuits en demi-pont et en pont des convertisseurs push-pull sont largement utilisés.
Dans un convertisseur en demi-pont, deux condensateurs de même capacité sont installés en parallèle avec une source d'énergie de tension U 0. L'enroulement primaire du transformateur TV1 est connecté entre le point commun de ces condensateurs et le point commun des transistors VT1 et VT2.
Dans un convertisseur idéal, la tension moyenne aux bornes de chaque condensateur est égale à la moitié de la tension U 0 . Lorsque le système de commande, par exemple le transistor VT1, passe en mode saturation, la tension appliquée à l'enroulement primaire du transformateur TV1 sera égale à la tension sur le condensateur C1. En conséquence, la FEM E 2 aux bornes de l'enroulement secondaire VT1 sera égale à U 0 n 21 /2. Dans ce cas, les diodes VD3 et VD6 seront ouvertes. La tension appliquée au transistor fermé VT2, égale à la somme de la tension sur le condensateur C2 et de la force électromotrice de l'enroulement primaire TV1, sera égale à la tension U 0. Afin d'exclure les intervalles pendant lesquels les deux transistors sont ouverts simultanément, la durée de l'état ouvert de VT1 et VT2 doit être inférieure à la moitié de la période de conversion d'énergie. Pendant les intervalles d'état ouvert VT1 (VT2), l'énergie est transférée à la charge et accumulée dans l'inductance L1 et le condensateur C3. Les courbes du courant du collecteur du transistor, du courant d'inductance L1, de la tension à l'entrée du filtre L1 C3 et de la tension à la charge coïncident complètement avec les courbes correspondantes. Pendant les intervalles d'état bloqué des transistors, les quatre diodes du redresseur de sortie sont ouvertes et un courant égal à la moitié du courant de l'inductance circule dans chacune d'elles, tandis que la tension appliquée aux transistors fermés est égale à U 0 /2. La caractéristique de réglage du convertisseur demi-pont (lorsqu'il fonctionne en mode courants continus de l'inductance L1) a la forme suivante : U H = γU 0 n 21.
L'expression de la valeur critique de l'inductance L kp de l'inductance L, qui assure la continuité du courant inducteur à la valeur minimale du courant de charge I n min, prend la forme suivante pour un convertisseur en demi-pont :
Les convertisseurs demi-pont sont généralement utilisés avec une puissance de sortie allant jusqu'à plusieurs centaines de watts, car avec l'augmentation de la puissance de sortie, les dimensions globales des condensateurs C1, C2 augmentent fortement. De plus, toutes choses égales par ailleurs, le courant de collecteur des transistors dans les convertisseurs en demi-pont est deux fois plus important que dans les convertisseurs en pont, ce qui entraîne des pertes importantes dans ceux-ci et une augmentation de la taille des radiateurs de refroidissement des transistors.
Dans un convertisseur en pont avec la méthode classique, dite symétrique, de contrôle des transistors, le système de contrôle assure une commutation synchrone des transistors diagonaux (VT1 et VT4 dans l'intervalle de la première moitié de la période, puis VT2 et VT3 dans l'intervalle de la seconde moitié de la période de conversion d’énergie). Dans ce cas, dans l'intervalle d'état ouvert de n'importe quelle paire de transistors diagonaux, la tension appliquée à l'enroulement primaire TV1 et à chacun des transistors fermés dans un convertisseur idéal est égale à la tension de la source d'énergie. Sinon, le fonctionnement d'un convertisseur en pont avec une méthode symétrique de contrôle des transistors est similaire au fonctionnement des convertisseurs push-pull évoqués ci-dessus.
Dans l'intervalle, les transistors diagonaux VT1 et VT4 sont ouverts, il en résulte un courant i 1, égal à la somme du courant magnétisant (courant à vide) du transformateur et du courant d'inductance : L1, amené à l'enroulement primaire, coule dans le début de l'enroulement primaire TV, la diode de sortie VD5 est ouverte et l'énergie est transmise à la charge et son accumulation par les selfs L1 et L. En même temps, la tension sur les condensateurs C2 et C3. égale à la tension U 0 . A l'instant t 1, le circuit de commande coupe VT4, à la suite de quoi le courant i 1 commence à se fermer dans le circuit : enroulement primaire TV (dans le même sens) - condensateur C3 - transistor ouvert VT1 - inductance L. Le processus rapide de recharge du condensateur C3 et la charge du condensateur C4 commence. En un temps inférieur à t défini, la tension sur le condensateur C3 diminue jusqu'à zéro et sur le condensateur C4 augmente jusqu'à U 0 . Après que la tension sur C3 soit tombée à zéro, la diode VD3 s'ouvre et le courant i 1 est alors fermé à travers cette diode, de sorte qu'à l'instant t 2 - au moment où VT3 s'ouvre - la tension sur celle-ci est pratiquement nulle, c'est-à-dire il y a aucune perte de puissance lors de son ouverture. Dans l'intervalle, l'enroulement primaire TV et l'inductance L sont court-circuités par la diode VD3 et le transistor VT1, de sorte que le courant dans ce circuit ne subit pratiquement aucune modification. A l'instant t 3, le transistor VT1 se bloque et la recharge rapide du condensateur C2 (et la charge du condensateur C1) commence, de sorte qu'en un temps inférieur à t fixé, la tension sur C2 tombe à zéro, après quoi la diode VD2 s'ouvre. Jusqu'au moment t 4 - moment où le transistor VT2 s'ouvre - le courant entretenu par l'inductance L est fermé à travers les diodes VD2, VD3 et la source d'énergie U 0, c'est-à-dire que l'énergie stockée par cette inductance retourne à la source. Le VT2 est également allumé sans perte de puissance. Pendant l'intervalle, VT2 et UT3 sont ouverts, le courant i 1 change de direction, la diode de sortie VD6 est ouverte et l'énergie est transférée de la source à la charge, et est également stockée dans des selfs. Les autres processus du circuit se déroulent de la même manière.
Pour éliminer le phénomène de magnétisation unilatérale du transformateur dans les transformateurs de tension en demi-pont et en pont, un condensateur est souvent activé en série avec l'enroulement primaire du transformateur. Une telle introduction d'un condensateur a lieu, par exemple, dans le PN des alimentations PC, dans les redresseurs VBV-60/25-3k.
À la sortie de l'un des convertisseurs push-pull considérés, le redresseur de sortie peut être réalisé soit à l'aide d'un circuit en pont monophasé, soit d'un circuit de redressement double alternance. Un circuit de redressement en pont monophasé n'est généralement utilisé qu'à des niveaux de tension de sortie relativement élevés (plusieurs dizaines de volts ou plus), car il se caractérise par des pertes importantes dans le jeu de vannes par rapport à un circuit double alternance.
Littérature utilisée : Alimentation électrique des appareils et systèmes de télécommunications :
Manuel pour les universités / V. M. Bushuev, V. A. Demyansky,
L.F. Zakharov et autres - M. : Hotline-Telecom, 2009. -
384 p. : ill.
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Convertisseur push-pull
Convertisseur push-pull- un convertisseur de tension utilisant un transformateur d'impulsions. Le rapport de transformation du transformateur peut être arbitraire. Bien que fixe, dans de nombreux cas, la largeur d'impulsion peut varier, élargissant ainsi la plage de régulation de tension disponible. L'avantage des convertisseurs push-pull est leur simplicité et leur capacité à augmenter la puissance.
Un convertisseur push-pull est similaire à un convertisseur flyback, mais repose sur un principe différent (l'énergie n'est pas stockée dans le noyau du transformateur).
Le convertisseur push-pull monophasé est un générateur en pont complet push-pull avec un transformateur et un filtre redresseur.
Principe de fonctionnement
Le terme « push-pull » est parfois utilisé pour décrire tout convertisseur à excitation bidirectionnelle par transformateur. Par exemple, dans un convertisseur en pont complet, les commutateurs connectés en pont en H modifient la polarité de la tension fournie à l'enroulement primaire du transformateur. Dans ce cas, le transformateur fonctionne comme s'il était connecté à une source de courant alternatif et produit une tension sur l'enroulement secondaire. Cependant, il s'agit le plus souvent d'un convertisseur en demi-pont chargé sur l'enroulement primaire avec une prise venant du milieu.
Dans les deux cas, la tension de l’enroulement secondaire est ensuite redressée et transférée à la charge. Un condensateur est souvent inclus à la sortie de l'alimentation, filtrant le bruit qui survient inévitablement en raison du fonctionnement de la source en mode impulsionnel.
En pratique, il faut laisser un petit intervalle libre entre les demi-cycles. Les commutateurs sont généralement une paire de transistors (ou d'éléments similaires), et si les deux transistors s'allument en même temps, il existe un risque de court-circuit de l'alimentation. Un petit délai est donc nécessaire pour éviter ce problème.
Avantages et inconvénients
Transistors
Fondation Wikimédia. 2010.
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En figue. La figure 5 montre un schéma d'un étage d'amplification à transistor push-pull avec une entrée et une sortie de transformateur.
Le bras supérieur de l'amplificateur forme un transistor Vermont 1 et demi-enroulements supérieurs des transformateurs la télé 1 et la télé 2, le bras inférieur comprend un transistor Vermont 2, demi-enroulements inférieurs des transformateurs la télé 1 et la télé 2. Idéalement, les deux bras sont exactement identiques et le circuit est symétrique par rapport à l'axe horizontal passant par les milieux des transformateurs.
L'amplificateur peut fonctionner dans les deux modes de classe UN , et la classe DANS . Pour passer la cascade en mode DANS il suffit de réduire la tension de polarisation de R. 2 (augmenter la résistance R. 1 et réduire R. 2, ou exclure les circuits de polarisation) à une valeur qui fournit un angle de coupure de 90 0. Envisagez le mode classe DANS .
Caractéristiques des circuits. Étage d'amplification push-pull avec entrée et sortie de transformateur, alimentation du collecteur en série, avec polarisation CC créée par le courant du diviseur de résistance R. 1, R. 2, assemblés sur des transistors de type n-p-n selon un circuit avec OE fonctionnant en mode classe DANS .
Objectif des éléments. Transformateur la télé 1 est conçu pour obtenir deux tensions égales en amplitude et opposées en phase, ainsi que pour faire correspondre la résistance de la source de signal avec l'impédance d'entrée de l'amplificateur.
Transformateur la télé 2 assure l'adaptation des résistances de charge avec la résistance de sortie des circuits collecteurs des transistors.
Condensateur AVEC blocs bl1 R. 2 pour le courant alternatif, réduisant les pertes de la composante alternative du signal d'entrée.
Diviseur R. 1 , R. La figure 2 fournit la position requise du NRT sur les caractéristiques des transistors.
Le principe de fonctionnement du circuit. Lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée ( U 1 =0) et la source d'alimentation est allumée, le courant du diviseur circule. Sur une résistance R. 2, une tension de polarisation est créée dont l'amplitude assure la position du NRT au début des caractéristiques de transmission statique des transistors. Les deux transistors sont bloqués. Aucun courant ne circule dans le transformateur TV2 et la tension de sortie est nulle. Ainsi, dans mode statique permanent courantsà travers des transistors ne fuit pas, ceux. en mode DANS Le courant de repos des transistors est pratiquement nul, ce qui prédétermine déjà une consommation de courant d'alimentation réduite.
Lorsqu'une tension alternative, par exemple, un signal harmonique ( U 1 ¹ 0) sur les enroulements secondaires du transformateur TV1, deux tensions secondaires se forment, décalées l'une par rapport à l'autre de 180 0 (voir Fig. 5). En conséquence, l'un des transistors, par exemple le VT1 supérieur, passe en mode actif (s'ouvre) et la forme du courant qui le traverse suit la forme de la tension appliquée. L'impulsion de courant traverse le transformateur supérieur le long du circuit: + E k , demi-remontage supérieur TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. Il induit une impulsion de courant à travers l'enroulement secondaire TV2, circulant à travers la charge. Et en même temps, le transistor inférieur est en mode coupure et aucun courant ne circule dans le demi-enroulement inférieur du transformateur.
Lorsque la polarité de la tension d'entrée change, l'état des transistors change à l'opposé. Dans ce cas, une impulsion de courant sous l'influence du signal d'entrée circule dans le bras inférieur de la cascade le long du circuit: + E k, demi-remontage inférieur TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. En conséquence, un courant inverse est excité dans l’enroulement secondaire du transformateur TV2.
Ainsi, un courant traverse la charge dont la forme coïncide avec la forme de la tension de commande ( U 1). Les chronogrammes de la tension de commande, des courants traversant les transistors, la charge et traversant la source d'alimentation sont présentés sur la Fig. 6.
Comme il ressort de la figure, le courant circulant dans les transistors est une impulsion cosinusoïdale d'une durée égale à la moitié de la période de la tension de commande. Les transistors fonctionnent ici strictement en alternance : chacun laisse passer une demi-onde de courant uniquement pendant son demi-cycle d'oscillation (Fig. 6). Dans la seconde moitié de la période, il est verrouillé et ne consomme pas de courant provenant de la source d'alimentation. Durant cet alternance, le deuxième transistor fonctionne. Ce mode est appelé mode classe DANS . Les courants de collecteur des transistors VT1 et VT2 peuvent être représentés comme une série de Fourier :
Depuis les points je k1 et je k2 circule autour des moitiés des enroulements TV2 dans des directions opposées, le flux magnétique résultant créé par eux est alors proportionnel à leur différence. Le courant traversant la charge est proportionnel au flux magnétique, donc pour le courant dans la charge, nous pouvons écrire
Le courant dans le circuit de puissance de l'amplificateur est égal à la somme des courants de bras :
Des résultats obtenus il résulte :
1. Puisque le courant de sortie contient seulement des harmoniques impaires, dans une cascade push-pull se produit compensation des harmoniques paires courants d'épaule sous charge. Cela vous permet de réduire le niveau de distorsions non linéaires en utilisant le mode économique DANS .
2. A la sortie de la cascade il y aura compenser toutes les interférences induit en phase dans les bras à la fois par l'alimentation électrique et par d'autres sources. Cela réduit la sensibilité de l'amplificateur aux ondulations de tension d'alimentation, ce qui permet de simplifier les filtres de lissage dans les circuits de puissance.
3. Différence de courant des bras ne contient pas de composant de courant continu, et il n'y a pas de magnétisation constante du noyau du transformateur. Cela vous permet d'utiliser ce transformateur à un niveau de signal de sortie plus élevé ou à une puissance de sortie donnée, réduisant ainsi considérablement ses dimensions, son poids et son coût.
Puisque les courants traversent les transistors seulement pendant une partie de la période et que le reste du temps, le transistor est fermé, alors la dissipation de puissance du transistor diminue, qui permet d'utiliser un transistor dans un circuit amplificateur push-pull qui dissipe un ordre de grandeur inférieur à celui d'un transistor dans une cascade asymétrique fonctionnant en mode classe UN avec la même puissance utile. Les calculs montrent que l'efficacité dans une cascade push-pull peut approcher 78,6 %. Ceci est obtenu grâce à un taux d'utilisation élevé de la tension du collecteur et une faible valeur de la composante constante du courant du collecteur (mode classe DANS ).
Formulaire caractéristiques de fréquence l'amplificateur de puissance est déterminé par la fréquence propriétés du transformateur. Les expressions analytiques pour la réponse en fréquence coïncident avec des expressions similaires pour une cascade de transformateurs à cycle unique.
Inconvénients de la cascade de transformateurs:
· grande taille, poids et coût ;
· bande de fréquences de fonctionnement relativement étroite ;
· des distorsions et des déphasages importants aux bords de la bande passante, qui empêchent l'étage final d'atteindre un OOS profond, car la stabilité est violée ;
· la présence de transformateurs rend impossible l'intégration du PA. Il y a des pertes supplémentaires d'énergie utile dans les transformateurs, leur efficacité est généralement de 0,7 ¸ 0,9.
De plus, le mode DANS bien qu'il offre un rendement élevé, il introduit des distorsions non linéaires accrues en raison de la courbure de la section initiale de la caractéristique de transfert des transistors jeÀ ( Uêtre), ce qui entraîne la caractéristique combinée des deux transistors (Fig. 7, UN), représentant la dépendance de leur courant différentiel, ressemble à un pas au voisinage de la transition par zéro.
Cela provoque ce que l'on appelle des étapes centrales sur la sinusoïde du courant différentiel (Fig. 7, b), et donc la tension de sortie.
Pour les éliminer, le mode AB est utilisé, dans lequel une petite polarisation initiale est appliquée aux transistors NRT A1 et A2 afin qu'ils se trouvent au milieu des sections courbes initiales des caractéristiques de transfert (Fig. 8, UN). Combinaison des caractéristiques de tension des transistors Uêtre les points A1 et A2, on voit que la caractéristique du courant différence est droite (ligne pointillée sur la figure) et aucune marche ne se produit (Fig. 8, b). En mode AB, à faibles courants, les deux bras fonctionnent simultanément, comme en mode A, et la non-linéarité des caractéristiques du bras est mutuellement compensée.
En mode AB à faibles amplitudes, le rendement de l'étage final diminue (par rapport au mode B). Cependant, le rendement global de l'ensemble de l'amplificateur diminue légèrement, car le courant de repos des transistors finaux est généralement inférieur au courant d'alimentation total des étages préliminaires. Le mode AB pour les étages push-pull est le plus courant, car il offre un rendement élevé et une faible distorsion non linéaire.
Cascades sans transformateur push-pull
Les circuits sans transformateur sont de plus en plus utilisés. Lors de leur mise en œuvre, il est aisé d'effectuer une communication directe entre cascades (sans condensateurs d'isolement). Ils ont de bonnes caractéristiques de fréquence et d'amplitude et sont facilement fabriqués à l'aide d'une technologie intégrée, car ne contiennent pas de transformateurs encombrants. Le plus souvent, les amplificateurs sans transformateur sont assemblés à l'aide d'un circuit push-pull et fonctionnent principalement en mode AB.
Le nom « cascade sans transformateur » est généralement conditionnel ; Le fait est qu'en règle générale, les amplificateurs utilisent des transistors composites à deux ou trois éléments dans chaque bras. Le bras est donc un amplificateur à deux ou trois étages.
En figue. La figure 9 montre l'un des circuits communs d'un amplificateur de puissance sans transformateur à deux étages avec commande en parallèle des transistors de l'étage push-pull final (sur Vermont 2 et Vermont 3) tension alternative monophasée.
Pour éliminer le besoin de deux alimentations, résistance de charge R. n connecté via un condensateur de découplage C 2 à l'un des pôles sources E Ceci est possible car seul le courant alternatif traverse la charge. Tension entre les bornes du condensateur C 2 presque constamment et proche de E p/2. En mode AB, pendant l'alternance lorsque le transistor Vermont 3 ouvertures, condensateur AVEC 2 dans le circuit de charge est connecté en série avec la source E p et leurs tensions sont soustraits, de sorte que la tension d'alimentation finale d'un bras soit égale à E P- E C2 = E n/2, et le condensateur AVEC 2 est partiellement chargé par le courant du transistor Vermont 3. Pendant le demi-cycle de fonctionnement du transistor Vermont 2 condensateurs avec tension E C2 = E p/2 sert de source d’énergie et est partiellement déchargé.
Dans les circuits de cascades haute puissance sans transformateur, il devient difficile de sélectionner une paire complémentaire de transistors haute puissance avec des paramètres identiques ou similaires. Sortie - utilisation de transistors composites dans les bras d'un circuit à deux étages de l'étage de sortie.